Circuit amplificateur à émetteur commun

Le transistor bipolaire

L'amplificateur à émetteur commun (également connu sous le nom de circuit à émetteur commun ou à émetteur mis à la masse) a une valeur moyenne d'impédance d'entrée et fournit un gain de tension substantiel entre l'entrée et la sortie.

L’entrée du circuit est appliquée à la base du transistor et la sortie est extraite de son collecteur.

Les principes de fonctionnement de base du circuit ont été brièvement décrits dans la section Circuit amplificateur à collecteur commun. L'amplificateur à émetteur commun peut être utilisé dans une grande variété d'applications d'amplificateur de tension numérique et analogique.

Cette section commence par examiner les circuits d'application « numériques ».

CIRCUITS NUMÉRIQUES

La figure 1 montre un simple amplificateur, inverseur ou commutateur numérique à émetteur commun NPN, dans lequel le signal d'entrée est soit à zéro volt, soit à une valeur sensiblement positive, et est appliqué à la base du transistor via la résistance série RB, et le signal de sortie est extrait du collecteur du transistor.

FIGURE 1. Inverseur / commutateur numérique (NPN)

Lorsque l'entrée est nulle, le transistor est coupé et la sortie est à la valeur entièrement positive du rail d'alimentation.

Lorsque l'entrée est haute, le transistor est polarisé et un courant de collecteur circule via RB , tirant ainsi la sortie vers le bas.

Si la tension d'entrée est suffisamment élevée, Q1 est entièrement activé et la sortie chute à une valeur de « saturation » de quelques centaines de mV. Ainsi, le signal de sortie est une version amplifiée et inversée du signal d’entrée.

Sur la figure 1, la résistance RB limite le courant d'entrée base-drive à une valeur sûre.

L'impédance d'entrée du circuit est légèrement supérieure à la valeur RB, ce qui influe également sur les temps de montée et de descente du signal de sortie : plus la valeur RB est élevée, plus ils s'aggravent.

Ce problème peut être surmonté en shuntant RB avec un condensateur « d'accélération » (généralement environ 1n0), comme indiqué en pointillés dans le diagramme.

En pratique, RB doit être aussi petit que possible, conformément aux exigences de sécurité et d'impédance d'entrée, et ne doit pas dépasser RL x h_fe .

La figure 2 montre une version PNP du circuit inverseur/commutateur numérique.

Q1 s'allume complètement, avec sa sortie quelques centaines de mV en dessous de la valeur d'alimentation positive, lorsque l'entrée est à zéro volt, et s'éteint (avec sa sortie à zéro volt) lorsque l'entrée monte à moins de 600 mV de l'alimentation positive du rail d'alimentation.

FIGURE 2. Inverseur/commutateur numérique (PNP)

La sensibilité des circuits des figures 1 et 2 peut être augmentée en remplaçant Q1 par une paire de transistors connectés Darlington ou Super-Alpha.

Alternativement, un amplificateur/commutateur numérique non inverseur à gain très élevé peut être réalisé en utilisant une paire de transistors câblés de l'une ou l'autre des manières illustrées sur les figures 3 ou 4.

Le circuit de la figure 3 utilise deux transistors NPN.

FIGURE 3. Amplificateur/commutateur numérique non inverseur à très haut gain utilisant des transistors NPN

Lorsque l'entrée est à zéro volt, Q1 est coupé, donc Q2 est entièrement activé via R2 et la sortie est faible (saturée).

Lorsque l'entrée est « élevée », Q1 est amené à saturation et tire la base de Q2 à moins de 600 mV, donc Q2 est coupé et la sortie est haute (à V+).

Le circuit de la figure 4 utilise un transistor NPN et un transistor PNP.

Lorsque l'entrée est à zéro volt, Q1 est coupé, donc Q2 est également coupé (via R2-R3) et la sortie est à zéro volt.

Lorsque l'entrée est « haute », Q1 est activé et amène Q2 en saturation via R3. Dans cette condition, la sortie prend une valeur quelques centaines de mV en dessous de la valeur positive du rail d'alimentation.

FIGURE 4. Amplificateur/commutateur numérique non inverseur alternatif utilisant une paire de transistors NPN-PNP

La figure 5 montre (sous sa forme de base) comment une paire complémentaire des circuits de la figure 4 peut être utilisée pour créer un réseau de contrôle de direction de moteur à courant continu, en utilisant une double alimentation.

FIGURE 5. Circuit de contrôle de direction du moteur à courant continu

Le circuit fonctionne comme suit.

Lorsque SW1 est réglé sur « Avant », Q1 est activé via R1 et entraîne Q2 via R3, mais Q3 et Q4 sont coupés.

Le côté « sous tension » du moteur est ainsi connecté (via Q2) au rail d'alimentation positif dans cette condition, et le moteur tourne dans le sens avant.

Lorsque SW1 est réglé sur « Off », les quatre transistors sont coupés et le moteur ne fonctionne pas.

Lorsque SW1 est réglé sur « Arrière », Q3 est polarisé via R4 et tire Q4 via R6, mais Q1 et Q2 sont coupés.

Le côté « sous tension » du moteur est ainsi connecté (via Q4) au rail d'alimentation négatif dans cette condition, et le moteur tourne dans le sens inverse.

PILOTES DE RELAIS

Les circuits numériques de base des figures 1 à 4 peuvent être utilisés comme pilotes de relais efficaces s'ils sont équipés de réseaux de protection de diodes appropriés. Les figures 6 à 8 montrent des exemples de tels circuits.

Le circuit de la figure 6 augmente la sensibilité au courant d'un relais d'un facteur d'environ 200 (= le gain en courant du transistor Q1) et augmente considérablement sa sensibilité en tension.

R1 offre une protection de la commande de base et peut être supérieur à 1k0, si vous le souhaitez. Le relais est activé par une tension d'entrée positive.

FIGURE 6. Circuit de commande de relais simple

La sensibilité actuelle du relais peut être augmentée d'un facteur d'environ 20 000 en remplaçant Q1 par une paire de transistors connectés en Darlington.

La figure 7 montre cette technique utilisée pour réaliser un circuit qui peut être activé en plaçant une résistance inférieure à 2M0 sur une paire de sondes en métal inoxydable.

Les contacts avec l'eau, la vapeur et la peau ont des résistances inférieures à cette valeur, ce petit circuit simple peut donc être utilisé comme interrupteur à relais à eau, à vapeur ou activé par contact.

FIGURE 7. Commutateur de relais activé par le contact, l'eau ou la vapeur

La figure 8 montre un autre pilote de relais ultra-sensible, basé sur le circuit de la figure 4, qui nécessite une entrée de seulement 700 mV à 40 µA pour activer le relais.

R2 garantit que Q1 et Q2 s'éteignent complètement lorsque les bornes d'entrée sont en circuit ouvert.

FIGURE 8. Pilote de relais ultra-sensible (nécessite une entrée de 700 mV à 40 µA)

CIRCUITS DE POLARISATION LINÉAIRE

Un circuit à émetteur commun peut être utilisé comme amplificateur CA linéaire en appliquant un courant de polarisation CC à sa base de sorte que son collecteur prenne une demi-valeur de tension d'alimentation au repos (pour s'adapter aux oscillations maximales du signal de sortie sans distorsion), puis en alimentant le signal d'entrée CA à sa base et en prenant la sortie CA de son collecteur (comme indiqué sur la figure 9).

FIGURE 9. Amplificateur à émetteur commun NPN simple

Zin = hfe x 25 / Ic (mA) = 5k0 (à V+ = 12) Av = RL x Ic / 25 = 46 dB = x200 R1 = RL x 2hfe fband = 18 Hz to 120 kHz ± 3dB

La première étape dans la conception d'un circuit du type de base de la figure 9 consiste à sélectionner la valeur de la résistance de charge R2.

Plus celle-ci est basse, plus la fréquence de coupure supérieure de l'amplificateur sera élevée (en raison des effets de shuntage moindres de la capacité parasite sur l'impédance effective de la charge), mais plus le courant de fonctionnement de repos de Q1 sera élevé.

Dans le diagramme, R2 a une valeur de compromis de 5k6, ce qui donne une fréquence supérieure « 3dB vers le bas » d'environ 120 kHz et une consommation de courant de repos de 1 mA à partir d'une alimentation 12V.

Pour polariser la sortie du circuit de la figure 9 à la moitié de la tension d'alimentation, R1 a besoin d'une valeur de R2 x 2h_fe, et (en supposant un h_fe nominal de 200), cela équivaut à environ 2M2 dans l'exemple illustré.

La formule pour l'impédance d'entrée du circuit (en regardant la base Q1) et le gain de tension sont toutes deux données dans le diagramme.

Dans l'exemple présenté, l'impédance d'entrée est d'environ 5k0 et est shuntée par R1 — le gain de tension s'élève à environ x200, soit 46 dB.

Le point de polarisation au repos du circuit de la figure 9 dépend de la valeur h_fe de Q1.

Cette faiblesse peut être surmontée en modifiant le circuit comme le montre la figure 10, où la résistance de polarisation R1 est câblée en mode de rétroaction CC entre le collecteur et la base de Q1 et a une valeur de R2 x h_fe.

 L'action de rétroaction est telle que tout décalage du niveau de sortie (dû aux variations de h_fe, de température ou de valeurs de composants) provoque un contre-changement du niveau de polarisation du courant de base, tendant ainsi à annuler le décalage d'origine.

FIGURE 10. Amplificateur à émetteur commun avec polarisation de rétroaction

Zin = 2k7 (à V+ = 12) Av = 46 dB = x200 R1 = R2 x hfe fband = 27 Hz to 120 kHz ± 3dB

En effet, l'action de rétroaction CA réduit l'impédance apparente de R1 (qui shunte l'impédance de base 5k0 de Q1) d'un facteur 200 (= A_V), donnant ainsi une impédance d'entrée totale de 2k7.

Si vous le souhaitez, les effets de dérivation du réseau de polarisation peuvent être éliminés en utilisant deux résistances de rétroaction et en les découplant en courant alternatif, comme le montre la figure 11.

FIGURE 11. Amplificateur avec polarisation de rétroaction découplée CA

Zin = 5k0 (à V+ = 12) Av = 46 dB = x200 fband = 18 Hz to 120 kHz ± 3dB

Enfin, le summum en matière de stabilité de polarisation est donné par le circuit de « polarisation du diviseur de potentiel » de la figure 12.

FIGURE 12. Amplificateur avec polarisation par diviseur de tension

Zin = 4k5 (à V+ = 12) Av = 46 dB = x200 fband = 20 Hz to 120 kHz ± 3dB

Ici, le diviseur de potentiel R1-R2 définit une tension de repos légèrement supérieure à V+/3 sur la base Q1, et l'action du suiveur de tension provoque 600 mV de moins. que cela pour apparaître sur l'émetteur Q1.

V+/3 est ainsi développé aux bornes de la résistance d'émetteur 5k6 R3, et (puisque les courants d'émetteur et de collecteur de Q1 sont presque identiques) une tension similaire tombe aux bornes de R4, qui a également une valeur de 5k6, réglant ainsi le collecteur à une valeur de repos de 2V+. /3.

R3 est découplé en CA via C2 et le circuit donne un gain de tension alternative de 46 dB.

VARIANTES DE CIRCUITS

Les figures 13 à 16 montrent quelques variantes utiles d'un amplificateur à émetteur commun.

La figure 13 montre la conception de base de la figure 12 modifiée pour donner un gain de tension alternative de x10 — le gain est en fait égal à la valeur de charge du collecteur R4 divisée par la valeur d'impédance effective de « l'émetteur », qui dans ce cas (puisque R3 est découplé par série- connecté C2-R5) est égal à la valeur de l'impédance de jonction base-émetteur en série avec les valeurs mises en parallèle de R3 et R5, et équivaut à environ 560R, donnant ainsi un gain de tension de x10.

Des valeurs de gain alternatives peuvent être obtenues en modifiant la valeur R5.

FIGURE 13. Amplificateur à émetteur commun à gain fixe (x10)

La figure 14 montre une variante utile de la conception ci-dessus. Dans ce cas, R3 est égal à R4 et n'est pas découplé, le circuit donne donc un gain de tension unitaire.

FIGURE 14. Séparateur de phase à gain unitaire

Notez cependant que ce circuit donne deux signaux de sortie à gain unitaire, avec la sortie de l'émetteur en phase avec l'entrée et le signal du collecteur en antiphase. Ce circuit agit ainsi comme un séparateur de phase à gain unitaire.

La figure 15 montre une autre façon de faire varier le gain du circuit.

Cette conception donne un gain de haute tension entre le collecteur Q1 et la base, mais R2 donne un retour CA à la base, et R1 est câblé en série entre le signal d'entrée et la base Q1 - l'effet net est que le gain de tension du circuit (entre l'entrée et la sortie) est égal à R2/R1, et équivaut à x10 dans ce cas particulier.

FIGURE 15. Amplificateur alternatif à gain fixe (x10)

Enfin, la figure 16 montre comment la conception de la figure 10 peut être modifiée pour donner des performances à large bande en câblant le tampon émetteur-suiveur couplé en courant continu entre Q2 et le collecteur Q1 et la borne de sortie, afin de minimiser les effets de dérivation de la capacité parasite sur R2, et étendant ainsi la bande passante supérieure à plusieurs centaines de kHz.

FIGURE 16. Amplificateur large bande

CIRCUITS À GAIN ÉLEVÉ

Un circuit amplificateur à émetteur commun à un seul étage ne peut pas donner un gain de tension bien supérieur à 46 dB lors de l'utilisation d'une charge de collecteur résistif — un circuit à plusieurs étages doit être utilisé si un gain plus élevé est nécessaire.

Les figures 17 à 19 montrent trois conceptions utiles d'amplificateurs de tension à deux transistors à gain élevé.

Le circuit de la figure 17 agit comme une paire d'amplificateurs à émetteur commun à couplage direct, avec la sortie de Q1 alimentant directement la base Q2, et donne un gain de tension global de 76 dB (environ x6150) et une fréquence supérieure de -3 dB de 35 kHz.

FIGURE 17. Amplificateur à deux étages à gain élevé

Zin = 4k0 (à V+ = 12) Av = 76 dB fband = 30 Hz to 35 kHz ± 3dB

Notez que la résistance de polarisation de rétroaction R4 est alimentée par l'émetteur découplé CA de Q2 (qui « suit » la tension du collecteur de repos de Q1), plutôt que directement par le collecteur Q1, et que le circuit de polarisation est donc effectivement découplé CA.

La figure 18 montre une version alternative de la conception ci-dessus, utilisant un étage de sortie PNP — ses performances sont les mêmes que celles de la figure 17.

FIGURE 18. Amplificateur alternatif à deux étages à gain élevé

Le circuit de la figure 19 donne un gain de tension d'environ 66 dB.

FIGURE 19. Amplificateur à gain élevé bootstrap

Q1 est un amplificateur à émetteur commun avec une charge de collecteur divisé (R2-R3), et Q2 est un émetteur-suiveur et renvoie son signal de sortie CA à la jonction R2-R3 via C3, « amorçant » ainsi la valeur R3 afin qu'il agisse comme une impédance AC élevée.

Q1 donne donc un gain en tension très élevé. La bande passante de ce circuit s'étend jusqu'à environ 32 kHz, mais son impédance d'entrée n'est que de 330R. 

CIRCUITS AMPLIFICATEURS À BASE COMMUNE

Dans un amplificateur à transistor dit « à base commune », le signal d’entrée est appliqué à l’émetteur du transistor et la sortie est prélevée sur le collecteur du transistor.

L'amplificateur à base commune a une très faible impédance d'entrée, donne un gain de courant proche de l'unité et un gain de tension élevé, et est principalement utilisé dans les applications d'amplificateur de tension à large bande ou haute fréquence.

La figure 20 montre un exemple d'amplificateur à base commune qui donne une bonne réponse à large bande.

FIGURE 20. Amplificateur à base commune

Le circuit de la figure 20 est polarisé de la même manière que celui de la figure 12.

Notez cependant que la base est découplée en courant alternatif via C1 et que le signal d'entrée est appliqué à l'émetteur via C3.

Le circuit a une très faible impédance d'entrée (égale à celle de la jonction base-émetteur polarisée en direct de Q1), donne le même gain de tension que l'amplificateur à émetteur commun (environ 46 dB), donne un déphasage nul entre l'entrée et la sortie, et a une bande passante de -3 dB s'étendant jusqu'à quelques MHz.

La figure 21 montre un excellent amplificateur à large bande — le circuit « cascode » — qui offre l'avantage de large bande passante de l'amplificateur à base commune, ainsi que l'impédance d'entrée moyenne de l'amplificateur à émetteur commun.

Ceci est réalisé en câblant Q1 et Q2 en série, Q1 étant connecté en mode base commune et Q2 en mode émetteur commun.

FIGURE 21. Amplificateur cascode large bande

Le signal d'entrée est appliqué à la base de Q2, qui utilise l'émetteur Q1 comme charge de collecteur et donne ainsi un gain de tension unitaire et une très large bande passante, et Q1 donne un gain de tension d'environ 46 dB.

Ainsi, le circuit complet a une impédance d'entrée d'environ 1k8, un gain de tension de 46 dB et une bande passante de -3 dB qui s'étend jusqu'à quelques MHz.

La figure 22 montre un proche parent de l'amplificateur à base commune — le séparateur de phase à « paire à longue queue » — qui donne une paire de sorties anti-phase lorsqu'il est piloté à partir d'un signal d'entrée asymétrique.

Q1 et Q2 partagent une résistance d'émetteur commune (la « queue »), et le point de polarisation du circuit est réglé via RV1 de sorte que les deux transistors transmettent des courants de collecteur presque identiques (donnant une différence nulle entre les deux tensions de collecteur) dans des conditions de repos.

FIGURE 22. Séparateur de phase « paire à longue queue »

La base Q1 est mise à la terre CA via C1 et les signaux d'entrée CA sont appliqués à la base Q2 via C2. Le circuit agit comme suit.

Supposons qu'un signal d'entrée sinusoïdal soit envoyé à la base Q2. Q2 agit comme un amplificateur à émetteur commun inverseur, et lorsque le signal pousse sa base vers le haut, son collecteur bascule inévitablement vers le bas, et vice versa.

Simultanément, l'émetteur de Q2 « suit » le signal d'entrée et, à mesure que la tension de son émetteur augmente, il réduit inévitablement la polarisation base-émetteur de Q1, faisant ainsi augmenter la tension du collecteur de Q1, etc.

Q1 fonctionne donc en mode base commune et donne le même gain de tension que Q2, mais donne une action d'amplificateur non inverseuse.

Ce circuit « séparateur de phase » génère ainsi une paire de signaux de sortie anti-phase équilibrés à partir d'une entrée asymétrique.

Enfin, la figure 23 montre comment le circuit ci-dessus peut être amené à agir comme un amplificateur différentiel qui donne une paire de sorties anti-phase proportionnelles à la différence entre les deux signaux d'entrée - si des signaux identiques sont appliqués aux deux entrées, le le circuit donnera (idéalement) une sortie nulle.

FIGURE 23. Amplificateur différentiel simple ou paire à longue queue

Le deuxième signal d'entrée est envoyé à la base Q1 via C1, et la « queue » R7 assure le couplage entre les deux transistors.