Les bases de l'amplificateur de puissance
L'une des applications les plus populaires des transistors est l'amplificateur de puissance audio.
Le travail d'un amplificateur de puissance à transistor consiste à convertir un signal d'entrée CA à impédance moyenne de niveau moyen en un état de faible impédance de haut niveau adapté à la commande d'une charge externe à faible impédance.
Cette action peut être réalisée
en faisant fonctionner le(s) transistor(s) dans l'un des deux modes de base,
appelés « classe A » ou « classe B ».
La figure 1 (a) montre un circuit
amplificateur audio de base de classe A.
FIGURE 1. Circuit de base (a) et caractéristiques de transfert (b) d'un amplificateur de classe A
Q1 est un amplificateur à émetteur commun avec une charge de collecteur de haut-parleur, et est tellement polarisé que son courant de collecteur a une valeur de repos à mi-chemin entre les oscillations maximales et minimales souhaitées du courant de sortie, comme le montre la figure 1 (b), de sorte que le maximum des oscillations de signal de sortie à faible distorsion peuvent être obtenues.
Le circuit consomme un courant de repos élevé et est relativement inefficace ; « l'efficacité » est le rapport entre la puissance alternative injectée dans la charge et la puissance continue consommée par le circuit.
À la puissance de sortie maximale, elle est généralement d'environ 40 %, tombant à 4 % à un dixième de la puissance maximale, etc.
La figure 2 montre un exemple d'amplificateur de classe A à faible consommation (jusqu'à quelques dizaines de milliwatts) et à gain élevé, à usage général, qui consomme un courant de repos d'environ 20 mA et convient pour piloter une impédance moyenne (supérieure à 65 Ω) comme un haut-parleur ou casque.
FIGURE 2. Amplificateur audio à faible consommation et à gain élevé à usage général
Q1 et Q2 sont câblés comme des amplificateurs à émetteur commun à couplage direct et donnent un gain de tension global d'environ 80 dB.
La polarisation de base de Q1
est dérivée (via R2) de l'émetteur de Q2, qui est découplé via C3 et « suit »
ainsi la tension moyenne du collecteur de Q1. Le biais est ainsi stabilisé par
une rétroaction négative DC. Le pot d'entrée RV1 fait office de contrôle du
volume du circuit.
Un amplificateur de classe B de base se compose d'une
paire de transistors, pilotés en antiphase mais pilotant une charge de sortie
commune, comme le montre la figure 3(a).
FIGURE 3. Circuit de base (a) et caractéristiques de transfert (b) d'un amplificateur de classe B
Dans cette conception particulière, Q1 et Q2 sont câblés en mode émetteur commun et pilotent le haut-parleur via le transformateur push-pull T2, et le pilotage d'entrée antiphase est obtenu via le transformateur de séparation de phase T1.
Les caractéristiques essentielles de ce type d'amplificateur sont que les deux transistors sont coupés dans des conditions de repos, qu'aucun des deux transistors ne conduit jusqu'à ce que son signal de commande d'entrée dépasse sa tension base-émetteur, et qu'un transistor est activé lorsque l'autre est activé et vice versa.
Le circuit consomme un courant de repos proche de zéro et présente un rendement élevé (jusqu'à 78,5 %) dans toutes les conditions de fonctionnement, mais il génère une grave distorsion croisée dans le signal de sortie de l'amplificateur, comme le montre la figure 3(b).
Le circuit de base de classe B doit donc être modifié s'il doit être utilisé comme amplificateur de puissance audio pratique ; le circuit modifié est connu sous le nom d'amplificateur de « classe AB ».
LES BASES DE LA CLASSE AB
La distorsion croisée de l'amplificateur de classe B peut être éliminée en appliquant une légère polarisation directe à la base de chaque transistor, comme le montre la figure 4, de sorte que chaque transistor laisse passer un courant de repos modeste.
FIGURE 4. Circuit de base d'un amplificateur de classe AB
Un tel circuit est connu sous le nom d’amplificateur de classe AB.
Les circuits de ce type étaient
largement utilisés dans les premiers systèmes d'amplificateurs de puissance à
transistors, mais sont maintenant pratiquement obsolètes, car ils nécessitent
l'utilisation de transformateurs pour la séparation de phase d'entrée et la
commande des haut-parleurs de sortie, et doivent avoir des caractéristiques de
transistor étroitement adaptées pour obtenir une bonne faible distorsion pour la
performance à obtenir.
La figure 5 montre le circuit de base d'un ampli
de classe AB qui ne souffre d'aucun des problèmes mentionnés ci-dessus.
FIGURE 5. Amplificateur de classe AB de base avec sortie émetteur-suiveur complémentaire et double alimentation
Il s'agit d'un émetteur-suiveur complémentaire et est présenté en utilisant une alimentation divisée (double).
Q1 et Q2 sont polarisés (via R1-RV1-R2) de sorte que leurs sorties soient à zéro volt et aucun courant dans la charge du haut-parleur dans des conditions de repos, mais ont une légère polarisation directe appliquée (via RV1), de sorte qu'ils passent une modeste période de repos et ne souffrent donc pas de problèmes de distorsion croisée.
Des signaux d'entrée identiques sont appliqués (via C1 et C2) aux bases des deux émetteurs suiveurs. Le fonctionnement de ce circuit a été décrit dans les parties Circuit amplificateur à collecteur commun et Circuit amplificateur à émetteur commun de cette série.
Le circuit de base de la figure 5 ne nécessite pas l'utilisation de transistors aux caractéristiques électriques étroitement adaptées et donne un entraînement direct au haut-parleur.
Il peut être modifié pour être
utilisé avec une alimentation asymétrique en connectant simplement une extrémité
du haut-parleur au rail d'alimentation zéro ou positif, et en connectant l'autre
extrémité à la sortie de l'amplificateur via un condensateur de blocage de
grande valeur comme le montre la figure 6.
FIGURE 6. Versions
alternatives de l'amplificateur de classe AB avec une alimentation asymétrique
Les circuits de
base des figures 5 et 6 constituent la base de pratiquement toutes les
conceptions d'amplificateurs de puissance audio modernes, y compris ceux sous
forme de CI.
De nombreuses modifications et variations peuvent être apportées au circuit de base.
VARIANTES DE CIRCUITS
Le circuit de la figure 5 donne un gain de tension global unitaire, donc une modification évidente du circuit consiste à le doter d'un étage pilote amplificateur de tension, comme dans la figure 7.
FIGURE 7. Amplificateur complémentaire avec pilote et polarisation automatique
Ici, l'amplificateur à émetteur commun Q1 pilote les émetteurs suiveurs complémentaires Q2-Q3 via le collecteur et la résistance de charge R1 et les diodes au silicium à polarisation automatique D1 et D2 (la fonction de ces diodes a été expliquée dans la section Les bases de l’amplificateur audio de cette série).
La polarisation de base de Q1 est dérivée de la sortie du circuit via R2-R3, fournissant ainsi un retour CC pour stabiliser les points de fonctionnement du circuit, et un retour CA pour minimiser la distorsion du signal.
En pratique, un potentiomètre prédéfini est généralement câblé en série avec D1-D2, pour permettre de régler la polarisation Q2-Q3 ; les résistances de faible valeur R4 et R5 sont câblées en série avec les émetteurs Q2 et Q3 pour éviter l'emballement thermique, etc.
L'impédance d'entrée du circuit de base de la figure 5 est égale au produit de l'impédance de charge du haut-parleur et de la hfe de Q1 ou Q2.
Une amélioration évidente du circuit consiste à remplacer les transistors individuels Q1 et Q2 par des paires de transistors à gain élevé, pour augmenter l'impédance d'entrée du circuit et lui permettre d'être utilisé avec un pilote doté d'une charge de collecteur de grande valeur.
Les figures 8 à 10 montrent
trois manières alternatives de modifier le circuit de la figure 7 de cette
manière.
Dans la figure 8, Q2-Q3 sont câblés comme une paire Darlington
NPN et Q3-Q4 comme une paire Darlington PNP ; notez qu'il existe quatre
jonctions base-émetteur entre la base Q2 et la base Q4, ce circuit de sortie
doit donc être polarisé via une chaîne de quatre diodes au silicium.
FIGURE 8. Amplificateur avec étages de sortie Darlington
Dans la figure 9,
Q2-Q3 sont câblés comme une paire Darlington NPN, mais Q3-Q4 sont câblés comme
une paire complémentaire d'amplificateurs à émetteur commun qui fonctionnent
avec une rétroaction 100 % négative et fournissent un gain de tension unitaire
et une impédance d'entrée très élevée.
Cette conception est connue sous le nom d'étage de sortie « quasi complémentaire » et est probablement la plus populaire de toutes les configurations d'ampli de classe AB ; il nécessite l'utilisation de trois diodes de polarisation.
FIGURE 9. Amplificateur à étages de sortie quasi complémentaires
Dans la figure 10,
Q2-Q3 et Q4-Q5 sont câblés comme des paires complémentaires d'amplificateurs à
émetteur commun à gain unité avec une rétroaction négative de 100 % ; ils sont
des images miroir l'un de l'autre et forment un étage de sortie complémentaire
qui ne nécessite que deux diodes de polarisation.
FIGURE 10.
Amplificateur avec étages de sortie complémentaires
Les circuits des
figures 7 à 10 nécessitent tous l'utilisation d'une chaîne de diodes de
polarisation au silicium.
Si vous le souhaitez, chacune
de ces chaînes peut être remplacée par un seul transistor et deux résistances,
câblées selon la configuration « diode amplifiée » décrite dans la section
Les bases de l’amplificateur audio de
cette série et répétée ici, sous une forme très basique, sur la figure 11.
FIGURE 11. Circuit à diodes amplifiées à gain fixe
Ainsi, si R1 est en court-circuit, le circuit agit comme une seule diode de
jonction base-émetteur, et si R1 n'est pas en court-circuit, il agit comme des
diodes câblées en série (R1+R2)/R2.
La figure 12 montre le circuit modifié de manière à ce qu'il agisse comme une diode au silicium amplifiée entièrement réglable, avec une sortie variable de 1 à 5,7 de la tensions de la jonction base-émetteur.
FIGURE 12. Circuit de diodes amplifiées réglables
Sur la figure 13, la charge du
collecteur Q1 comprend R1 et R2 en série, et le signal de sortie du circuit (qui
apparaît également aux bornes de SPKR) est renvoyé à la jonction R1-R2 via C2,
amorçant ainsi la valeur de R2 de sorte que son impédance CA soit augmenté
(généralement) d'un facteur d'environ 20, et le gain de tension du circuit est
augmenté d'une quantité similaire.
FIGURE 13. Amplificateur avec étage
pilote amorcé
Une autre
modification utile qui peut être apportée au circuit de base de la figure 7
consiste à ajouter un bootstrapping à sa charge de collecteur R1, pour augmenter
son impédance effective et ainsi augmenter le gain de tension global du circuit.
(La technique du « bootstrapping » a également été décrite dans la section Applications pratiques de ces séries).
Les figures 13 et 14 montrent
des exemples de circuits amplificateurs de puissance de classe AB amorcés.
La figure 14 montre une version du circuit qui enregistre deux composants ;
dans ce cas, le SPKR fait partie de la charge du collecteur de Q1 et amorce
directement R1.
FIGURE 14. Amplificateur alternatif avec étage pilote
amorcé
AMPLIFICATEURS DE CLASSE AB
Le moyen le plus simple de construire un amplificateur audio de classe AB est de le faire en utilisant l'un des nombreux circuits intégrés audio de ce type facilement disponibles.
Dans certains cas, cependant,
en particulier lors de la réalisation de projets « ponctuels », il peut être
moins coûteux ou plus pratique d'utiliser une conception à transistors discrets,
comme l'un de ceux illustrés aux figures 15 ou 16.
La figure 15 montre un
simple amplificateur de classe AB qui peut généralement alimenter 1 W dans un
haut-parleur de 3 Ω.
FIGURE 15. Amplificateur simple de 1 watt
Ici, l'amplificateur à émetteur commun Q1 utilise la charge du collecteur LS1-R1-D1-RV2 et pilote l'étage émetteur-suiveur complémentaire Q2-Q3.
La sortie de l'amplificateur est envoyée (via C2) à la jonction LS1-R1, fournissant ainsi une faible impédance au haut-parleur et amorçant simultanément la valeur R1 afin que le circuit donne un gain de tension élevé.
La sortie est également renvoyée à la base Q1 via R4, fournissant ainsi une polarisation de base via une boucle de rétroaction négative.
En cours d'utilisation, RV1
doit être ajusté pour donner une distorsion croisée audible minimale compatible
avec une faible consommation de courant de repos (généralement dans la plage de
10 mA à 15 mA).
La figure 16 montre un amplificateur de puissance audio
un peu plus complexe qui peut fournir environ 10 W dans une charge de 8 Ω
lorsqu'il est alimenté par une alimentation de 30 V.
FIGURE 16.
Amplificateur audio de 10 watts
Ce circuit utilise
des étages de sortie quasi complémentaires à gain élevé (Q3 à Q6) et utilise une
diode amplificatrice réglable (Q1) comme dispositif de polarisation de sortie.
L'étage amplificateur à émetteur commun Q2 a sa résistance de charge principale (R2) amorcée via C2 et est polarisée en courant continu via R3, ce qui devrait régler la tension de sortie de repos à environ la moitié de la valeur d'alimentation (sinon, modifier la valeur R3).
La réponse en fréquence supérieure de l'amplificateur est limitée via C3, pour améliorer la stabilité du circuit, et C5-R8 sont câblés comme un réseau Zobel à travers la sortie de l'amplificateur pour améliorer encore la stabilité.
Lors de son utilisation, l'amplificateur doit être initialement configuré de la manière déjà décrite pour le circuit de la figure 15.
PILOTES ALTERNATIFS
Dans le circuit de base de la figure 7, l'étage pilote Q1 utilise un retour de tension continue et alternative parallèle via le réseau diviseur de potentiel R2-R3.
Ce circuit est simple et stable, mais souffre d'un gain assez faible et d'une très faible résistance d'entrée, et ne peut être utilisé que sur une plage très limitée de tensions d'alimentation.
Une variante simple de ce circuit est illustrée à la figure 17. Il utilise un retour de courant via R1-R2, permettant ainsi au circuit d'être utilisé sur une large plage de tensions d'alimentation.
FIGURE 17. Étage pilote avec retour CC parallèle découplé
Les résistances de
rétroaction peuvent être découplées CA (comme illustré) via C2 pour augmenter le
gain et l'impédance d'entrée, au détriment d'une distorsion accrue. Q1 peut être
de type Darlington, si une impédance d'entrée très élevée est requise.
La
figure 18 montre une configuration alternative de l'étage pilote.
FIGURE 18. Étage pilote avec retour CC série
Cette conception utilise une
rétroaction CC et CA en série et offre un gain et une impédance d'entrée
supérieurs à ceux du circuit de base de la figure 7, mais utilise deux
transistors de polarités opposées.
Enfin, pour compléter cet aperçu des
amplificateurs de puissance audio, la figure 19 montre un circuit doté d'entrées
et de sorties référencées à la masse à couplage direct et utilisant des
alimentations divisées.
FIGURE 19. Étage pilote avec entrée par paire à longue queue
Il possède un étage d'entrée à paire à longue queue, et l'entrée et la sortie sont toutes deux centrées sur zéro volt si R1 et R4 ont des valeurs égales.
Le circuit peut être utilisé avec une alimentation asymétrique en mettant à la terre une ligne d'alimentation et en utilisant le couplage CA des signaux d'entrée et de sortie.
Ce circuit de base constitue la base de nombreuses conceptions d'amplificateurs de puissance IC.
FILTRES RAYURES/GRONDEMENTS
Un désagrément courant lors de la lecture de vieux disques via des amplificateurs de puissance audio est celui des sons de grattage et/ou de grondement.
Les bruits de grattage sont
principalement des sons à haute fréquence (supérieurs à 10 kHz) captés par la
surface du disque, et les grondements sont des sons à basse fréquence (moins de
50 Hz) qui sont principalement provoqués par de lentes variations de la vitesse
du moteur.
Chacun de ces bruits peut être considérablement réduit ou
éliminé en couplant les signaux audio du lecteur à l'entrée de l'amplificateur
de puissance audio via un filtre qui rejette les parties gênantes du spectre
audio.
Les figures 20 et 21 montrent
des circuits appropriés.
Le filtre de grondement (The high-pass rumble
filter) de la figure 20 donne un gain de tension unitaire aux signaux supérieurs
à 50 Hz, mais donne une réjection de 12 dB par octave à ceux en dessous de cette
valeur, c'est-à-dire qu'il donne 40 dB d'atténuation à 5 Hz, etc.
FIGURE 20. 50 Hz rumble or high-pass filte
L'émetteur-suiveur Q1 est polarisé. au demi voltage de l'alimentation du point de faible impédance R1-R2-C3, mais a une rétroaction négative appliquée via le réseau de filtres R3-C2-C1-R4.
Le retournement de fréquence du
circuit peut être modifié en modifiant les valeurs C1-C2 (qui doivent être
égales) ; ainsi, si les valeurs C1-C2 sont réduites de moitié (à 110 nF), la
fréquence de retournement double (à 100 Hz), etc.
Le filtre passe-bas de
la figure 21 donne un gain de tension unitaire aux signaux inférieurs à 10 kHz,
mais donne une réjection de 12 dB par octave à ceux situés au-dessus de cette
valeur.
FIGURE 21. Filtre scratch ou passe-bas 10 kHz
Ce circuit est
similaire à celui de la figure 20, sauf que les positions des résistances et des
condensateurs sont transposées dans le réseau de filtres C2-R4-C4-R5.
La fréquence de rotation du circuit peut être modifiée en modifiant les valeurs C2-C4, par exemple, des valeurs de 3,3 nF donnent une fréquence de 7,5 kHz.
Les circuits des figures 20 et
21 peuvent être combinés pour réaliser un filtre composite anti-rayures et
grondements, en connectant la sortie du filtre passe-haut à l'entrée du filtre
passe-bas ; si vous le souhaitez, les filtres peuvent être équipés de
commutateurs de dérivation, permettant de les mettre facilement en circuit et
hors circuit, en utilisant les connexions de la figure 22.
FIGURE 22.
Filtre anti-rayures/grondement complet, avec commutation
Notez que si les conceptions des figures 20 et 21 doivent être construites
comme une seule unité, quelques composants peuvent être économisés en rendant le
réseau de polarisation R1-R2-C3 commun aux deux circuits.
