Les bases de l’oscillateur

Le transistor bipolaire

Pour générer des ondes sinusoïdales raisonnablement pures, un oscillateur doit satisfaire à deux exigences de conception de base, comme le montre la figure 1.

Premièrement, la sortie de son amplificateur (A1) doit être renvoyée vers son entrée via un réseau sélectif en fréquence (A2) dans de telle sorte que la somme des déphasages de l'amplificateur et du réseau de rétroaction soit égale à zéro degré (ou 360°) à la fréquence d'oscillation souhaitée, c'est-à-dire de telle sorte que x° + y° = 0° (ou 360°).

Ainsi, si l'amplificateur génère 180° de déphasage entre entrée et sortie, un 180° de déphasage supplémentaire doit être introduit par le réseau sélectif en fréquence.

FIGURE 1. Circuit essentiel et conditions nécessaires à la génération d'une onde sinusoïdale

La deuxième exigence est que le gain de l'amplificateur doit contrebalancer exactement les pertes du réseau de rétroaction sélectif en fréquence à la fréquence d'oscillation souhaitée, pour donner un gain global du système de l'unité, par exemple A1 x A2 = 1. Si le gain est inférieur à l'unité , le circuit n'oscillera pas, et s'il est supérieur à l'unité, il sera surchargé et générera des formes d'onde déformées. Le réseau de rétroaction sélectif en fréquence se compose généralement d'un filtre C-R ou L-C ou d'un filtre à cristal ; les circuits d'oscillateurs pratiques qui utilisent des filtres sélectifs en fréquence C-R génèrent généralement des fréquences de sortie inférieures à 500 kHz ; ceux qui utilisent des filtres sélectifs en fréquence L-C génèrent généralement des fréquences de sortie supérieures à 500 kHz ; ceux qui utilisent des filtres à cristaux génèrent des fréquences de signal ultra-précises.
OSCILLATEURS C-R
L'oscillateur sinusoïdal C-R le plus simple est du type à déphasage, qui prend généralement la forme de base illustrée à la figure 2. Ici, trois filtres passe-haut C-R identiques sont mis en cascade pour créer un filtre de troisième ordre qui est inséré entre la sortie et entrée de l'amplificateur inverseur (déphasage de 180°) ; le filtre donne un déphasage total de 180° à une fréquence fo d'environ 1/(14RC), donc le circuit complet a un déphasage de 360° dans ces conditions et oscille à fo si l'amplificateur a suffisamment de gain ( environ x29) pour compenser les pertes du filtre et ainsi donner un gain moyen de boucle légèrement supérieur à l'unité.

FIGURE 2. Filtre passe-haut de troisième ordre utilisé comme base d'un oscillateur à déphasage

Notez sur la figure 2 que chaque étage de filtre passe-haut CR individuel a tendance à laisser passer les signaux haute fréquence, mais rejette ceux à basse fréquence.

Sa sortie diminue de 3 dB à une fréquence de coupure de 1/(2 RC) et chute à un taux de 6 dB/octave lorsque la fréquence diminue en dessous de cette valeur.

Ainsi, un filtre de base de 1 kHz donne 12 dB de réjection à un signal à 250 Hz et 20 dB à un signal à 100 Hz.

L'angle de phase du signal de sortie est en avance sur celui de l'entrée et est égal à arctan 1/(2fCR), soit +45° à fc.

Chaque étage C-R est appelé filtre de premier ordre.

Si un nombre (n) de ces filtres sont mis en cascade, le circuit résultant est appelé filtre « d'ordre n » et a une pente, au-delà de fc, de (n x 6 dB)/octave.

La figure 3 montre le circuit d'un oscillateur déphaseur pratique de 800 Hz qui peut fonctionner à partir de n'importe quelle alimentation CC dans la plage de 9 V à 18 V.

Pour configurer initialement le circuit, coupez simplement RV1 afin que le circuit génère une sortie d'onde sinusoïdale raisonnablement pure, comme on le voit sur un oscilloscope - le niveau de sortie du signal est entièrement variable via RV2.

FIGURE 3. Oscillateur à déphasage de 800 Hz.

Les principaux inconvénients des oscillateurs à déphasage simples du type de la figure 3 sont qu'ils ont une stabilité de gain inhérente assez médiocre et que leur fréquence de fonctionnement ne peut pas être facilement rendue variable.

Un oscillateur CR beaucoup plus polyvalent peut être construit en utilisant le réseau de ponts de Vienne.

La figure 4 montre les éléments de base de l'oscillateur en pont de Wien.

FIGURE 4. Circuit oscillateur de base de Wien

Le réseau de Vienne se compose de R1-C1 et R2-C2, dont les valeurs sont équilibrées de sorte que C1=C2=C et R1=R2=R.

Les déphasages de ce réseau sont négatifs aux basses fréquences, positifs aux hautes fréquences et nuls à une fréquence centrale de 1/(6,28CR), à laquelle le réseau a un facteur d'atténuation de trois.

Le réseau peut ainsi être fait osciller en connectant un amplificateur non inverseur x3 à haute impédance d'entrée entre ses bornes de sortie et d'entrée, comme indiqué sur le schéma.

La figure 5 montre un oscillateur Wien simple à fréquence fixe dans lequel Q1 et Q2 sont tous deux câblés comme des amplificateurs à émetteur commun à faible gain.

FIGURE 5. Oscillateur Wien de 1 kHz

Q2 donne un gain de tension légèrement supérieur à l'unité et utilise la résistance R1 du réseau Wien comme charge de collecteur et Q1 présente une impédance d'entrée élevée à la sortie du réseau Wien et a son gain variable via RV1.

Les valeurs des composants montrent que le circuit oscille à environ 1 kHz. En cours d'utilisation, RV1 doit être ajusté de manière à générer une sortie d'onde sinusoïdale légèrement déformée.

La figure 6 montre une conception améliorée d'oscillateur Wien qui consomme 1,8 mA à partir d'une alimentation de 9 V et a une amplitude de sortie entièrement variable jusqu'à 6 V crête à crête via RV2.

Q1-Q2 sont une paire d'émetteurs communs complémentaires à couplage direct et donnent une impédance d'entrée très élevée à la base Q1, une faible impédance de sortie du collecteur Q2 et des gains de tension non inversés de x5,5 DC et de x1 à x5,5. AC (variable via RV1).

La LED rouge génère un 1,5 V à faible impédance qui est envoyé à la base Q1 via R2 et polarise donc la sortie de Q2 à une valeur de repos de +5 V.

Le réseau Wien R1-C1 et R2-C2 est connecté entre la sortie de Q2 et l'entrée de Q1, et en cours d'utilisation, RV1 est simplement ajusté de sorte que, lorsque la sortie du circuit est visualisée sur un oscilloscope, une forme d'onde stable et visuellement propre soit générée.

Dans ces conditions, l'amplitude de l'oscillation est limitée à environ 6 V crête à crête par l'apparition d'un écrêtage positif lorsque l'amplificateur commence à atteindre la saturation.

Si RV1 est soigneusement ajusté, cet écrêtage peut être réduit à un niveau presque imperceptible, permettant de générer des ondes sinusoïdales de bonne qualité, avec moins de 0,5 % de THD.

FIGURE 6. Générateur d'onde sinusoïdale en pont de Wien 1 kHz avec sortie à amplitude variable

OSCILLATEURS L-C

Les oscillateurs sinusoïdaux C-R génèrent généralement des signaux compris entre 5 Hz et 500 kHz.

Les oscillateurs L-C les génèrent généralement dans la plage de 5 kHz à 500 MHz et consistent en un réseau L-C sélectif en fréquence qui est connecté à la boucle de rétroaction d'un amplificateur.

L'oscillateur à transistor L-C le plus simple est du type à retour de collecteur accordé illustré à la figure 7.

FIGURE 7. Oscillateur de rétroaction de collecteur réglé.

Q1 est câblé comme un amplificateur à émetteur commun, avec une polarisation de base fournie via R1-R2 et avec une résistance d'émetteur R3 découplée en CA via C2.

L1-C1 forme le circuit collecteur accordé, et un retour collecteur-base est fourni via L2, qui est couplé inductivement à L1 et fournit une action de transformateur.

En sélectionnant la phase de ce signal de rétroaction, le circuit peut être amené à donner un déphasage de boucle nul à la fréquence accordée, de sorte qu'il oscille si le gain de boucle (déterminé par le rapport de spires de T1) est supérieur à l'unité.

Une caractéristique de tout circuit accordé LC est que la relation de phase entre son courant d'alimentation et sa tension induite varie de -90° à +90° et est nulle à une fréquence centrale donnée par f = 1/(2 LC).

Ainsi, le circuit de la figure 7 donne un déphasage global nul et oscille à cette fréquence centrale.

Avec les valeurs des composants affichées, la fréquence peut varier de 1 MHz à 2 MHz via C1.

Ce circuit de base peut être conçu pour fonctionner à des fréquences allant de quelques dizaines de Hz en utilisant un transformateur laminé à noyau de fer, jusqu'à des dizaines ou centaines de MHz en utilisant des techniques RF.

VARIANTES DE CIRCUITS

La figure 8 montre une variante simple de la conception de la figure 7 : l'oscillateur Hartley.

FIGURE 8. Oscillateur Hartley de base

Sa charge de collecteur L1 est prélevée à environ 20 % de son sommet, et le rail d'alimentation positif est connecté à ce point ; L1 donne ainsi une action d'autotransformateur, dans laquelle la tension du signal au sommet de L1 est déphasée de 180° par rapport à celle à son extrémité basse (collecteur Q1).

Le signal du haut de la bobine est envoyé à la base de Q1 via C2, et le circuit oscille ainsi à une fréquence définie par les valeurs LC.

Notez d'après la description ci-dessus que l'action de l'oscillateur dépend d'une sorte de point de prise de signal commun dans le circuit accordé, de sorte qu'une action d'autotransformateur à division de phase soit obtenue.

Ce point de prise n'a pas besoin d'être transformé en bobine d'accord réelle, mais peut être transformé en condensateur d'accord, comme dans le circuit oscillateur de Colpitts illustré à la figure 9. Avec les valeurs des composants indiquées, ce circuit particulier oscille à environ 37 kHz.

FIGURE 9. Oscillateur Colpitts 37 kHz

Une modification de la conception de Colpitts, connue sous le nom d'oscillateur Clapp ou Gouriet, est illustrée à la figure 10. C3 est câblé en série avec L1 et a une valeur petite par rapport à C1 et C2.

FIGURE 10. Oscillateur Gouriet ou Clapp 80 kHz

Par conséquent, la fréquence de résonance du circuit est définie principalement par L1 et C3 et est presque indépendante des variations des capacités des transistors, etc.

Le circuit offre ainsi une excellente stabilité de fréquence. Avec les valeurs des composants affichées, il oscille à environ 80 kHz.

La figure 11 montre un oscillateur Reinartz, dans lequel la bobine d'accord comporte trois enroulements couplés par induction.

FIGURE 11. Oscillateur Reinartz de base

Une rétroaction positive est obtenue en couplant les signaux du collecteur et de l’émetteur du transistor via les enroulements L1 et L2. Ces deux inductances sont couplées à L3 et le circuit oscille à une fréquence déterminée par L3-C1. Le diagramme montre les rapports bobine-tours typiques pour un circuit qui oscille à quelques centaines de kHz.

Enfin, les figures 12 et 13 montrent des versions émetteur-suiveur des oscillateurs Hartley et Colpitts.

Dans ces circuits, les transistors et les circuits accordés L1-C1 donnent chacun un déphasage nul à la fréquence d'oscillation, et le circuit accordé donne le gain de tension nécessaire pour assurer l'oscillation.

FIGURE 12. Version émetteur-suiveur de l'oscillateur Hartley

FIGURE 13. Version émetteur-suiveur de l'oscillateur Colpitts

MODULATION

Les circuits oscillateurs LC des figures 7 à 13 peuvent facilement être modifiés pour donner des sorties modulées (AM ou FM) plutôt que des sorties à onde continue (CW).

La figure 14, par exemple, montre le circuit de la figure 7 modifié pour agir comme un oscillateur de fréquence de battement (BFO) de 456 kHz avec une installation de modulation d'amplitude (AM).

Un transformateur IF à transistor standard de 465 kHz (T1) est utilisé comme circuit accordé L-C, et un signal AF externe peut être transmis à l'émetteur de Q1 via C2, modulant ainsi efficacement la tension d'alimentation de Q1 et modulant ainsi l'amplitude du signal porteur de 465 kHz.

Le circuit peut être utilisé pour générer des profondeurs de modulation allant jusqu'à environ 40%. C1 présente une faible impédance pour la porteuse de 465 kHz mais une haute impédance pour le signal de modulation AF.

FIGURE 14. BFO 465 kHz avec fonction AM

La figure 15 montre le circuit ci-dessus modifié pour offrir une fonction de modulation de fréquence (FM), ainsi qu'un réglage du varactor via RV1.

FIGURE 15. BFO 465 kHz avec réglage varactor et fonction FM

La diode au silicium 1N4001 D1 est utilisée comme diode varactor peu coûteuse qui, lorsqu'elle est polarisée en inverse (en tant que partie inhérente de son action de base de diode au silicium), présente intrinsèquement une capacité (de quelques dizaines de pF) qui diminue avec la tension inverse appliquée.

D1 et le condensateur de blocage C2 sont câblés en série et connectés efficacement aux bornes du circuit accordé T1 (puisque les rails d'alimentation du circuit sont court-circuités en ce qui concerne les signaux CA).

Par conséquent, la fréquence centrale de l'oscillateur peut être modifiée en modifiant la capacité de D1 via RV1, et les signaux FM peuvent être obtenus en fournissant un signal de modulation AF à D1 via C3 et R4.

OSCILLATEURS À CRISTAL

Les oscillateurs contrôlés par cristal offrent une excellente précision et stabilité de fréquence.

Les cristaux de quartz ont des valeurs Q typiques d'environ 100 000 et offrent une stabilité environ 1 000 fois supérieure à celle d'un circuit accordé L-C classique.

Leur fréquence de fonctionnement (qui peut varier de quelques kHz à 100 MHz) est déterminée par les dimensions mécaniques du cristal, qui peut être découpé pour permettre un fonctionnement résonnant en série ou en parallèle.

Les appareils en mode série présentent une faible impédance à la résonance — les types en mode parallèle présentent une impédance élevée à la résonance.

La figure 16 montre un oscillateur à cristal à large plage conçu pour être utilisé avec un cristal en mode parallèle. Il s'agit en fait d'un circuit oscillateur Pierce et peut être utilisé avec pratiquement n'importe quel bon quartz en mode parallèle de 100 kHz à 5 MHz sans nécessiter de modification du circuit.

FIGURE 16. L'oscillateur Pierce à large plage utilise un cristal en mode parallèle

Alternativement, la figure 17 montre un oscillateur Colpitts de 100 kHz conçu pour être utilisé avec un cristal en mode série.

Notez que le circuit accordé L1-C1-C2 est conçu pour résonner à la même fréquence que le cristal et que les valeurs de ses composants doivent être modifiées si d'autres fréquences de cristal sont utilisées.

FIGURE 17. L'oscillateur Colpitts de 100 kHz utilise un cristal en mode série

Enfin, la figure 18 montre un oscillateur à deux transistors exceptionnellement utile qui peut être utilisé avec n'importe quel cristal résonant en série de 50 kHz à 10 MHz.

FIGURE 18. L'oscillateur à large plage (50 kHz-10 MHz) peut être utilisé avec presque tous les quartz en mode série

Q1 est câblé comme un amplificateur à base commune et Q2 comme un émetteur suiveur, et le signal de sortie (de l'émetteur Q2) est renvoyé à l'entrée (émetteur Q1) via C2 et le cristal résonant en série. Cet excellent circuit oscillera avec n’importe quel cristal montrant le moindre signe de vie. 

GÉNÉRATEURS DE BRUIT BLANC

Une forme d'onde linéaire mais non sinusoïdale utile est celle connue sous le nom de bruit blanc, qui contient un spectre complet de fréquences générées de manière aléatoire, chacune ayant une puissance moyenne égale lors de la moyenne sur une unité de temps.

Le bruit blanc est utile pour tester les amplificateurs AF et RF et est largement utilisé dans les systèmes générateurs de sons à effets spéciaux.

La figure 19 montre un générateur de bruit blanc simple qui repose sur le fait que toutes les diodes Zener génèrent un bruit blanc substantiel lorsqu'elles fonctionnent à un faible courant.

FIGURE 19. Générateur de bruit blanc Transistor-Zener

R2 et ZD1 sont câblés dans une boucle de rétroaction négative entre le collecteur et la base de l'amplificateur à émetteur commun Q1, stabilisant ainsi les niveaux de fonctionnement CC du circuit, et la boucle est découplée CA via C1.

ZD1 agit ainsi comme une source de bruit blanc câblée en série avec la base de Q1, qui amplifie le bruit jusqu'à un niveau utile d'environ 1,0 volt, crête à crête. N'importe quelle diode Zener de 5,6 V à 12 V peut être utilisée dans ce circuit.

La figure 20 est une simple variante de la conception ci-dessus, avec la jonction base-émetteur polarisée en inverse d'un transistor 2N3904 (qui « zeners » à environ 6 V) utilisée comme diode Zener génératrice de bruit.

FIGURE 20. Générateur de bruit blanc à deux transistors