Circuit amplificateur à collecteur commun

Le transistor bipolaire

L'amplificateur à collecteur commun (également appelé amplificateur à collecteur mis à la masse, émetteur-suiveur ou suiveur de tension) peut être utilisé dans une grande variété d'applications d'amplificateurs numériques et analogiques et de générateurs de courant constant.

AMPLIFICATEURS NUMÉRIQUES

La figure 1 montre un simple amplificateur numérique à collecteur commun NPN dans lequel l'entrée est soit basse (à zéro volt), soit haute (à une valeur V non supérieure à la valeur du rail d'alimentation).

Lorsque l'entrée est faible, Q1 est coupé et la sortie est à zéro volt.

Lorsque l'entrée est élevée, Q1 est activé et le courant I circule dans R , générant ainsi une tension de sortie aux bornes de RL - une rétroaction négative intrinsèque fait que cette tension de sortie prend une valeur inférieure à une chute de tension de la jonction base-émetteur (environ 600 mV) sous la valeur V d’entrée.

Ainsi, la tension de sortie « suit » (mais est inférieure de 600 mV) à la tension d’entrée.

FIGURE 1. Détails de base de l'amplificateur numérique à collecteur commun.

Le courant d'entrée (de base) de ce circuit est égal à la valeur I divisée par la valeur h de Q1 (nominalement 200 dans le 2N3904), et son impédance d'entrée est égale à h x R , c'est-à-dire nominalement 660K dans l'exemple présenté.

L'impédance de sortie du circuit est égale à la valeur de l'impédance de la source du signal d'entrée (R) divisée par h .

Ainsi, le circuit a une impédance d'entrée élevée et une faible impédance de sortie et agit comme un circuit « tampon » à gain de tension unité.

Si ce circuit tampon est alimenté par une impulsion d'entrée rapide, sa sortie peut présenter un front descendant détérioré, comme le montre la figure 2.

FIGURE 2. Effets de Cs sur les impulsions de sortie du circuit dans la figure 1.

Cette détérioration est causée par la présence d'une capacité parasite (C) aux bornes de R.

Lorsque l'impulsion d'entrée passe à l'état haut, Q1 s'allume et « alimente » rapidement un courant de charge dans C , donnant ainsi une impulsion de sortie avec un front d'attaque net.

Cependant, lorsque le signal d'entrée redevient bas, Q1 s'éteint et est donc incapable de « couler » (absorber) le courant de charge de C, qui se décharge ainsi via R et fait décroître exponentiellement le front arrière de l'impulsion de sortie, avec une constante de temps égale à au produit C-R.

Notez dans la description ci-dessus qu'un émetteur suiveur NPN peut efficacement générer (mais pas absorber) des courants élevés — un émetteur suiveur PNP donne l'action inverse et peut efficacement absorber (mais pas générer) des courants élevés.

PILOTES DE RELAIS

Si le circuit de commutation de base de la figure 1 est utilisé pour piloter des charges inductives telles que des bobines ou des haut-parleurs, etc., il doit être équipé d'un réseau de protection de diodes pour limiter les contre-EMF de coupure inductive à des valeurs sûres.

Un circuit de commande d'inductance très utile est le pilote de relais, et un certain nombre d'exemples de celui-ci sont illustrés dans les figures 3 à 7.

Le relais du circuit pilote NPN de la figure 3 peut être activé via une entrée numérique ou via le commutateur SW1 : il s'allume lorsque le signal d'entrée est élevé ou que SW1 est fermé, et s'éteint lorsque le signal d'entrée est faible ou que SW1 est ouvert.

FIGURE 3. Pilote de relais émetteur-suiveur simple.

Les contacts de relais RLA/1 sont disponibles pour une utilisation externe.

Notez sur la figure 3 que D1 amortit les contre-électromotrices de désactivation du relais en empêchant cette tension de descendre en dessous de la valeur du rail zéro volt.

La figure 4 est une version PNP du même circuit ; dans ce cas, le relais peut être activé en fermant SW1 ou en appliquant un signal d'entrée « zéro ».

FIGURE 4. Version PNP du pilote de relais.

Les circuits représentés sur les figures 3 et 4 augmentent effectivement la sensibilité du courant du relais d'un facteur d'environ 200 (la valeur h de Q3), par exemple, si le relais a une résistance de bobine de 120R et nécessite un courant d'activation de 100 mA, la valeur du circuit d'impédance d'entrée est de 24 K et le courant de fonctionnement d'entrée requis est de 0,5 mA.

La sensibilité peut être encore augmentée en utilisant une paire de transistors Darlington à la place de Q3 (comme le montre la figure 5), mais la tension de l'émetteur « suivant » de Q5 sera de 1,2 V (deux chutes de tension base-émetteur) en dessous de la tension d'entrée de base du Q6.

FIGURE 5. Version Darlington du pilote de relais NPN.

Ce circuit a une impédance d'entrée de 500 K et nécessite un courant de fonctionnement d'entrée de 24 µA — C2 protège le circuit contre l'activation via des tensions transitoires à haute impédance, telles que celles induites par les flammèches, les RFI, etc.

Le tampon Darlington est utile dans les relais - piloter des conceptions de temporisation C-R telles que celles représentées sur les figures 6 et 7, dans lesquelles C3-R10 (C4-R13) génère une forme d'onde exponentielle qui est transmise au relais via Q8-Q7 (Q9-Q10), faisant ainsi changer l'état du relais un certain temps après que l'alimentation soit initialement connecté.

Avec une valeur R10 (R13) de 120k, les circuits donnent des délais de fonctionnement d'environ 0,1 seconde par µF de valeur C3 (C4), soit un délai de 10 secondes si C3 (C4) = 100 µF, etc.

Le circuit de la figure 6 fait allumer le relais avec un certain temps de retard après son activation quand l’alimentation est connectée.

Le circuit de la figure 7 fait en sorte que le relais s'allume dès que l'alimentation est connectée, mais s'éteint à nouveau après un délai fixe.

FIGURE 6. Pilote de relais à allumage retardé.

FIGURE 7. Circuit temporisé d’arrêt automatique.

GÉNÉRATEURS À COURANT CONSTANT

Un générateur de courant constant (CCG) est un circuit qui génère un courant de charge constant quelles que soient les grandes variations de résistance de charge.

Un transistor bipolaire peut être utilisé comme CCG en l'utilisant dans le mode collecteur commun illustré à la figure 8.

FIGURE 8. Générateur simple à courant constant de 5 mA.

Ici, R1-D1 applique une « référence » fixe de 5,6 V à la base Q1, faisant apparaître 5 V aux bornes de R2, qui passe ainsi 5 mA via l'émetteur de Q1.

Les courants d'émetteur et de collecteur d'un transistor sont intrinsèquement presque identiques, de sorte qu'un courant de 5 mA circule également dans toute charge connectée entre le collecteur de Q1 et le rail d'alimentation positif, à condition que sa résistance ne soit pas si élevée que Q1 soit amené à saturation.

Ces deux points font ainsi office de bornes « courant constant » 10 mA.

La valeur de courant constant de ce circuit est définie par la tension de base de Q1 et la valeur R2, et peut être modifiée en faisant varier l'une ou l'autre de ces valeurs.

La figure 9 montre comment le circuit de base peut être « inversé » pour donner une sortie à courant constant référencée à la masse qui peut varier d'environ 1 mA à 10 mA via RV1.

FIGURE 9. Générateur de courant constant variable référencé à la masse (1 mA - 10 mA).

Dans de nombreuses applications pratiques de CCG, la caractéristique la plus importante du circuit est sa haute impédance de sortie dynamique ou « constance du courant » — l'amplitude précise du courant étant d'une importance mineure — dans de tels cas, les circuits de base des figures 8 et 9 peuvent être utilisés.

Si une plus grande précision est nécessaire, la précision de la tension « de référence » doit être améliorée.

Une façon d'y parvenir consiste à remplacer R1 par un générateur à courant constant de 5 mA, comme indiqué sur la figure 10 par le symbole « cercle vert», de sorte que le courant Zener (et donc la tension) soit indépendant des variations de la tension d'alimentation.

FIGURE 10. Générateur de précision à courant constant.

Une LED rouge agit comme un excellent générateur de tension de référence, possède un coefficient de température très faible et peut être utilisée à la place d'un Zener, comme le montre la figure 11.

FIGURE 11. Générateur de courant constant thermiquement stabilisé, utilisant une LED comme référence de tension.

Dans ce cas, la LED génère environ 2,0 V, donc seulement 1,4 V apparaît aux bornes de R1, dont la valeur est réduite à 270R pour donner une sortie à courant constant de 5 mA.

Les circuits CCG (générateur de courant constant) des figures 8 à 11 sont tous des conceptions « à trois bornes » qui nécessitent à la fois des connexions d'alimentation et de sortie.

La figure 12 montre un CCG à deux bornes qui consomme 2 mA fixe lorsqu'il est câblé en série avec une charge externe.

FIGURE 12. Générateur de courant constant de 2 mA à deux bornes.

Ici, ZD1 applique 5,6 V à la base de Q6, ce qui (via R8) génère un courant de collecteur constant de 1 mA — ce courant entraîne ZD2, qui développe ainsi un 5,6 V très stable sur la base de Q2 qui, à son tour, génère un courant de collecteur constant d'environ 1 mA, qui pilote le ZD1.

Le circuit agit ainsi comme un régulateur de courant en boucle fermée qui consomme au total 2 mA. R7 agit comme une résistance de démarrage qui fournit au transistor le courant de base initial.

La figure 13 montre une version du CCG à deux bornes dans laquelle le courant de fonctionnement est entièrement variable de 1 mA à 10 mA via une résistance variable double couplée RV1.

À noter que ces deux circuits nécessitent chacun une tension de fonctionnement minimale, entre leurs deux bornes principales d'environ 12V, mais peuvent fonctionner avec des tensions maximales de 40V.

FIGURE 13. Générateur de courant constant variable à deux bornes (1 mA-10 mA).

Autres configurations

AMPLIFICATEURS LINÉAIRES

Un circuit à collecteur commun peut être utilisé comme amplificateur linéaire couplé en courant alternatif en polarisant sa base à une valeur de demi-tension d'alimentation au repos (pour s'adapter aux oscillations maximales du signal) et en couplant le signal d'entrée à sa base et en prenant le signal de sortie de son émetteur, comme le montrent les circuits de base des figures 14 et 15.

La figure 14 montre la version la plus simple possible de l'émetteur suiveur linéaire, avec Q1 polarisé via une seule résistance (R1).

Pour obtenir une polarisation de la moitié de l'alimentation, la valeur de R1 doit (idéalement) être égale à la résistance d'entrée de Q1 — le niveau de polarisation dépend donc de la valeur hfe de Q1.

FIGURE 14. Émetteur suiveur simple.

FIGURE 15. Émetteur suiveur à haute stabilité.

Dans ces deux circuits, l'impédance d'entrée regardant directement dans la base Q1 est égale à h x Z , où (dans le circuit de base de la figure 14) Z est l'impédance parallèle de R2 et de la charge de sortie externe Z.

Ainsi, la valeur de l'impédance de base est d'environ 1M0 lorsque Z est infini.

L'impédance d'entrée du circuit complet est égale aux impédances parallèles de l'impédance de base et du réseau de polarisation.

Le circuit de la figure 14 donne une impédance d'entrée d'environ 500K, et le circuit de la figure 15 est d'environ 50K.

 Les deux circuits donnent un gain de tension (A) légèrement inférieur à l'unité, le gain réel étant donné par :

A_v = Z_Load /(Z_b + Z_Load)

où Z_b = 25/I_c ohms, et où I_c est le courant du collecteur (qui est le même que le courant de l'émetteur) en mA.

Ainsi, à un courant de fonctionnement de 1 mA, ces circuits donnent un gain de 0,995 lorsque Z = 4k7, ou de 0,975 lorsque Z = 1k0.

BOOTSTRAPPING

L'impédance d'entrée du circuit de la figure 15 peut facilement être augmentée en utilisant la technique de base de « bootstrapping » illustrée à la figure 16.

FIGURE 16. Émetteur suiveur bootstrap

Ici, la résistance R3 de 47 K est câblée entre la jonction du réseau de polarisation R1-R2 et la base Q1, et le signal d'entrée est envoyé à la base de Q1  via C1.

Notez cependant que la sortie de Q1 est renvoyée à la jonction R2-R2 via C2 et que des tensions de signal presque identiques apparaissent ainsi aux deux extrémités de R3 - très peu de courant de signal circule dans R3, ce qui semble (au signal d'entrée) avoir une impédance bien supérieure à sa véritable valeur de résistance.

Tous les émetteurs suiveurs pratiques donnent un A inférieur à l'unité, et cette valeur détermine le « facteur d'amplification » de la résistance ou A du circuit, comme suit :

A_R = 1/(1 - A_v)

Ainsi, si le circuit a un A ou 0,995, A est égal à 200 et l'impédance R3 est proche de 10M. Cette impédance est en parallèle avec R , donc le circuit de la figure 16 a une impédance d'entrée d'environ 900K.

L'impédance d'entrée du circuit de la figure 16 peut être augmentée encore davantage en utilisant une paire de transistors connectés en Darlington à la place de Q1 et en augmentant la valeur de R3, comme le montre la figure 17, ce qui donne une impédance d'entrée mesurée d'environ 3M3. .

FIGURE 17. Émetteur suiveur Darlington bootstrap.

Une impédance d'entrée encore plus grande peut être obtenue en utilisant le circuit bootstrap de « paire de rétroaction complémentaire » de la figure 18, qui donne une impédance d'entrée d'environ 10 M.

FIGURE 18. Paire de rétroactions complémentaires bootstrap.

Dans ce cas, Q1 et Q2 sont, en fait, tous deux câblés comme des amplificateurs à émetteur commun, mais ils fonctionnent avec une rétroaction négative de pratiquement 100 % et donnent un gain de tension global presque exactement de l'unité — cette « paire de transistors agit donc comme un suiveur d'émetteur Darlington presque parfait.

ÉMETTEURS SUIVEURS COMPLÉMENTAIRES

Il a été souligné précédemment qu'un émetteur suiveur NPN peut générer du courant, mais ne peut pas le faire descendre, et qu'un émetteur suiveur PNP peut absorber du courant, mais ne peut pas le générer ; c'est-à-dire que ces circuits ne peuvent gérer que des courants de sortie unidirectionnels.

Dans de nombreuses applications, un circuit émetteur-suiveur « bidirectionnel » (capable de générer et d'absorber des courants avec la même facilité) est requis, et cette action peut être obtenue en utilisant une configuration d'émetteur-suiveur complémentaire dans laquelle les émetteurs-suiveurs NPN et PNP sont effectivement câblés en série.

Les figures 19 à 21 montrent des circuits de base de ce type.

Le circuit de la figure 19 utilise une alimentation double (splitée) et sa sortie est directement couplée à une charge mise à la terre (R).

FIGURE 19. Émetteur-suiveur complémentaire utilisant une alimentation divisée et une charge de sortie à couplage direct.

Les transistors NPN et PNP connectés en série sont polarisés à une valeur de repos « zéro volt » via le diviseur de potentiel R1-D1-D2-R2, chaque transistor étant légèrement polarisé en direct via les diodes au silicium D1 et D2, qui ont des caractéristiques intrinsèquement similaires à celles des jonctions base-émetteur du transistor.

C2 garantit que des signaux d'entrée identiques sont appliqués aux bases des transistors, et R3 et R4 protègent les transistors contre les courants de sortie excessifs.

L'action du circuit est telle que Q1 génère du courant dans la charge lorsque l'entrée devient positive, et Q2 absorbe le courant de charge lorsque l'entrée devient négative.

Notez que le condensateur d'entrée C1 est de type non polarisé.

La figure 20 montre une version alternative du circuit ci-dessus, conçue pour être utilisée avec une alimentation asymétrique et une charge de sortie couplée CA — notez dans ce cas que C1 est un type polarisé.

FIGURE 20. Émetteur-suiveur complémentaire utilisant une alimentation asymétrique et une charge couplée CA.

LA DIODE AMPLIFIÉE

Les circuits Q1 et Q2 des figures 19 et 20 sont légèrement polarisés en direct (pour minimiser les problèmes de distorsion croisée) via les diodes au silicium D1 et D2 — en pratique, les courants des diodes (et donc les tensions de polarisation directe des transistors) sont généralement réglables sur une plage limitée.

Si ces circuits de base sont modifiés pour être utilisés avec des étages à transistors Darlington, un total de quatre diodes de polarisation sont nécessaires — dans de tels cas, les diodes sont généralement remplacées par un étage à transistor « diode amplifié », comme le montre le circuit de Q5 de la figure 21.

FIGURE 21. Émetteur suiveur complémentaire Darlington, avec polarisation via une diode amplifiée (Q5).

Dans le circuit de la figure 21, la tension collecteur-émetteur de Q5 est égale à la chute de tension base-émetteur de Q5 (environ 600 mV) multipliée par (RV1+R3)/R3 — donc, si RV1 est réglé sur zéro ohm, 600 mV sont développés. aux bornes de Q5, qui agit ainsi comme une seule diode au silicium.

Cependant, si RV1 est réglé sur 47K, environ 3,6 V sont développés sur Q5, qui agit ainsi comme six diodes au silicium connectées en série.

RV1 peut être utilisé pour régler avec précision la chute de tension de Q5 et ainsi ajuster les valeurs de courant de repos des étages de sortie Q2-Q3.

Les versions haute puissance du circuit de base de la figure 21 sont largement utilisées comme base de nombreux circuits amplificateurs de puissance audio « Hi-Fi » modernes. Certains circuits simples de ce type seront décrits plus loin dans une section section sur les transistors bipolaires.